Agrégation sciences industrielles de l'ingénieur externe 2023, épreuve 2, option ingénierie électriqueSujet et rapport du jury
Agrégation externe section sciences industrielles de l'ingénieur option sii et ingénierie électrique - Sujet de la deuxième épreuve écrite de la session 2023
Section : SCIENCES INDUSTRIELLES DE L'INGÉNIEUR
Option : SCIENCES INDUSTRIELLES DE L'INGÉNIEUR ET INGÉNIERIE ÉLECTRIQUE
MODÉLISATION D'UN SYSTÈME, D'UN PROCÉDÉ OU D'UNE ORGANISATION
Durée : 6 heures
Calculatrice autorisée selon les modalités de la circulaire du 17 juin 2021 publiée au BOEN du 29 juillet 2021.
L'usage de tout ouvrage de référence, de tout dictionnaire et de tout autre matériel électronique est rigoureusement interdit.
Il appartient au candidat de vérifier qu'il a reçu un sujet complet et correspondant à l'épreuve à laquelle il se présente.
Si vous repérez ce qui vous semble être une erreur d'énoncé, vous devez le signaler très lisiblement sur votre copie, en proposer la correction et poursuivre l'épreuve en conséquence. De même, si cela vous conduit à formuler une ou plusieurs hypothèses, vous devez la (ou les) mentionner explicitement.
NB : Conformément au principe d'anonymat, votre copie ne doit comporter aucun signe distinctif, tel que nom, signature, origine, etc. Si le travail qui vous est demandé consiste notamment en la rédaction d'un projet ou d'une note, vous devrez impérativement vous abstenir de la signer ou de l'identifier.
Le fait de rendre une copie blanche est éliminatoire
Ce sujet se décompose de la façon suivante :
-un dossier de présentation et travail demandé (pages 2 à 23) ;
-des documents techniques (pages 24 à 43) ;
-des documents réponses (pages 44 à 45), à rendre avec la copie.
Il est demandé aux candidats :
-de rédiger les réponses aux différentes parties sur des feuilles de copie séparées et clairement repérées ;
-de numéroter chaque feuille de copie et indiquer le numéro de la question traitée ;
-d'utiliser exclusivement les notations indiquées dans le sujet lors de la rédaction des réponses ;
-de justifier clairement les réponses ;
-d'encadrer ou souligner les résultats ;
-de présenter lisiblement les applications numériques, sans omettre les unités, après avoir explicité les expressions littérales des calculs ;
-de formuler les hypothèses nécessaires à la résolution des problèmes posés si celles-ci ne sont pas indiquées dans le sujet.
INFORMATION AUX CANDIDATS
Vous trouverez ci-après les codes nécessaires vous permettant de compléter les rubriques figurant en en-tête de votre copie.
Ces codes doivent être reportés sur chacune des copies que vous remettrez.
Diagnostic des troubles du sommeil
1. Mise en situation
D'après une enquête INSV/MGEN, sur le « sommeil et nouvelles technologies », les français dorment en moyenne 7h05 en semaine et 8h10 le week-end ce qui est dans les normes actuelles des pays industrialisés. Cependant, 73 % des individus se réveillent au moins une fois par nuit et cela dure en moyenne 30 minutes par nuit. Un tiers des Français déclarent souffrir d'au moins un trouble du sommeil, en particulier d'insomnie (16 %) et de troubles du rythme du sommeil (17 %) mais aussi de syndrome des jambes sans repos (5 %) et du syndrome de l'apnée du sommeil (4 %).
Pour diagnostiquer ces différents troubles, l'entreprise BioSerenity propose une prise en charge complète : de la suspicion d'un trouble, à son diagnostic, jusqu'à la mise en place du traitement.
Cette société a pour objectif d'aider les patients dans la prise en charge globale de leurs troubles du sommeil et de la vigilance ainsi que de leurs troubles neurologiques.
BioSerenity peut réaliser des examens d'exploration fonctionnelle du sommeil comme la Polysomnographie (PSG) qui est un examen d'analyse complet et approfondi du sommeil qui enregistre les activités cérébrale, cardiaque, musculaire, oculaire et respiratoire des patients. Non invasif et indolore, cet examen permet de procéder au diagnostic ou au suivi de la grande majorité des troubles du sommeil.
Le système (figures 1 et 4) qui permet ces différentes mesures est composé des éléments suivants :
1: Boitier du calculateur du module bonnet
2: Bonnet
3: Mentonnière
4: Électrode pour l'électrocardiogramme
5: Boitier du calculateur du module Tee-shirt (batterie intégrée)
6: Canule nasale
7: Bandes de mesures de respiration
8: Boitier de la batterie du module bonnet
9: Oxymètre relié au calculateur
Figure 1 : synoptique du système
Après une nuit de mesure, les résultats se présentent sous forme de graphiques (figures 2 et 3) qui seront, dans un premier temps, analysés par une intelligence artificielle qui va détecter les anomalies puis relus par un médecin qui donnera le diagnostic final.
Figure 2 : exemple de mesures sans pathologie entre 1:31:49 et 1:32:19
Figure 3 : exemple de mesures avec une apnée obstructive entre 2:05:07 et 2:05:52
Les six premières courbes (C3A2, C4A1, O1A2, O2A1, LEOG et REOG) sont obtenues grâce aux capteurs dans le bonnet qui vont enregistrer un électroencéphalogramme pour déterminer les phases de sommeil profond, léger, paradoxal et éveillé. L'analyse complète permettra aussi de détecter entre autres la narcolepsie qui est un trouble du sommeil.
L'électrocardiogramme (ECG1) est mesuré grâce à des électrodes du tee-shirt connecté. Ce tracé va permettre de détecter les troubles du rythme cardiaque.
La canule nasale permet la mesure du flux d'air buccale avec un capteur de pression et également la mesure de la température de ce flux d'air (THERM) afin de détecter les phases d'apnée du sommeil. En effet, lors de cette phase, le patient ne laisse plus rentrer l'air dans son corps (le flux d'air diminue) et l'amplitude de la variation de température diminue.
Figure 4 : patient équipé du bonnet (en rouge), de la canule nasale (en vert) et du tee-shirt connecté (contour bleu)
Les tracés thorax et abdomens (THO, ABD) sont acquis grâces aux bandes inductives sur le tee-shirt connecté. La variation du volume thoracique (et abdominal) va permettre de déterminer si le patient est en phase d'inspiration ou d'expiration. Lors d'une phase d'apnée du sommeil, il n'y aura que très peu de variation de ce signal car le patient ne respire plus.
Le signal Sp02, correspond à la saturation en oxygène dans le sang. Pour une personne en bonne santé, son niveau doit être supérieure à 95 %. Lors d'une phase d'apnée du sommeil, le patient ne respire plus et par conséquent sa saturation va diminuer ainsi que le rythme cardiaque, lors de la reprise de la respiration la fréquence cardiaque va augmenter brutalement et la saturation lentement. Cette mesure est effectuée grâce à un oxymètre de pouls qui est placé sur l'index du patient (figure 5).
Figure 5 : oxymètre installé sur le patient
À l'aide de ce même oxymètre, le rythme cardiaque (HR) en battements par minute va être calculé et sera utilisé pour vérifier la correspondance avec celui calculé et affiché à l'aide de l'ECG.
Ce sujet comporte cinq parties indépendantes :
-acquisition de la saturation en oxygène et du rythme cardiaque ;
-acquisition de l'électrocardiogramme ;
-acquisition de la respiration et de la position du patient ;
-traitement et transmission de l'ensemble des données ;
-synthèse et évolutions possibles.
2. Acquisition de la saturation en oxygène et du rythme cardiaque
Objectif : modéliser, valider et justifier le choix des composants de l'oxymètre de pouls utilisé pour mesurer la saturation et le rythme cardiaque du patient.
2.1. Principe de mesure
La saturation en oxygène est le pourcentage d'hémoglobine saturée en oxygène dans le sang par rapport à l'hémoglobine totale disponible. L'oxymètre détermine la SpO_2 (saturation pulsée de l'hémoglobine en oxygène).
Un oxymètre de pouls repose sur la différence d'absorption de la lumière dans l'hémoglobine oxygénée ( HbO_2 ) et l'hémoglobine désoxygénée (Hb) à des longueurs d'onde lumineuses spécifiques (figure 6).
Figure 6 : coefficient d'extinction de la lumière à travers l'hémoglobine
Le coefficient d'extinction caractérise l'absorption d'une substance chimique en fonction de la longueur d'onde.
L'oxymètre de pouls le plus basique se compose de deux LED et d'une photodiode (PD) dans une configuration réfléchissante ou transmissive.
L'oxymètre de pouls pulsera une LED rouge et une LED IR à la même fréquence mais décalées dans le temps. Il pulsera la LED IR afin que celle-ci s'allume lorsque la rouge est éteinte et que les deux LED soient éteintes en même temps, pour obtenir une base de référence pour toutes les sources de lumière externes ambiante (voir DT3 : séquence de pilotage des LED).
Le signal résultant sur la PD sera mesuré pour générer le signal de PhotoPléthysmoGraphie (PPG). Un exemple est donné en figure 7.
Figure 7 : exemple de signal ECG et PPG
Le signal contient des composantes DC et AC. La composante DC est due à une matière réfléchissante constante telle que la peau, les muscles et les os, et le sang veineux.
Lorsque le corps du patient est au repos et que le mouvement est moins important, la composante CA comprend principalement la lumière réfléchie par la pulsation du sang artériel.
Pendant la phase systolique, le sang est pompé du cœur, ce qui augmente la pression artérielle. L'augmentation de la pression artérielle dilate les artères et entraîne une augmentation du volume sanguin. Cette augmentation du sang provoque une augmentation de l'absorption de la lumière. Pendant la phase diastolique, la pression artérielle chute et donc l'absorption de la lumière aussi (figure 8).
La loi de Beer-Lambert explique que la lumière décroît de façon exponentielle lorsqu'elle voyage à travers un matériau absorbant. Ceci peut être utilisé pour déterminer le niveau d'hémoglobine oxygénée par rapport à l'hémoglobine totale.
Les intensités de lumière absorbée au minimum de la phase diastolique et au maximum de la phase systolique sont liées par :
I_(systole) = I_(diastole) × e^(− α ⋅ d_2)
Où d_2 est l'amplitude du signal PPG.
Figure 8 : atténuation de la lumière à travers les tissus humain
Le rapport de la composante AC sur la composante DC est connu sous le nom d'indice de perfusion (IP), qui est le rapport entre le flux sanguin pulsé et le flux sanguin statique non pulsatile. Il indique la force du signal du pouls au niveau du site de surveillance (poignet, doigt ou pied) et correspond donc à une mesure indirecte et non invasive.
L'objectif d'un système de mesure de la saturation (SpO_2) basé sur le PPG est de déterminer l'indice de perfusion (IP) :
IP = (I_(AC))/(I_(DC))
L'indice de perfusion pour les longueurs d'onde infrarouge et rouge peut être utilisé pour calculer le rapport des rapports : R = ((I_(AC_(rouge)))/(I_(DC rouge)))/((IAC_(IR))/(I_(DC)C))
Pour obtenir une précision de qualité clinique d'un oxymètre de pouls SpO_2, basé sur PPG, une phase d'étalonnage (non traitée dans ce sujet) est effectuée afin de déterminer les coefficients a, b et c tels que la saturation en % : SpO_2 = aR^2 + bR + c.
Les valeurs des coefficients obtenues par étalonnage du système utilisé dans ce sujet sont :
a = 1, 0358422; b = − 32, 9596622; c = 114, 1898759
Le positionnement sur le poignet et la poitrine nécessite une plus grande plage dynamique dans le PPG car le signal DC est considérablement augmenté en raison de la profondeur des artères sous les composants réfléchissants statiques tels que la peau, la graisse et les os.
Cardiofréquencemètre :
Lorsque le cœur bat, le débit sanguin, ainsi que le taux d'absorption de la lumière augmentent pour une LED verte.
Le cardiofréquencemètre optique peut mesurer des fréquences allant de 30 à 210 battements par minute. En outre, il est conçu pour compenser une éventuelle faiblesse du signal en augmentant la luminosité de la LED.
La mesure avec une LED verte est plus fiable qu'avec une LED rouge car le rapport des coefficients d'extinction de HbO_2 sur celui de Hb est proche de 1 .
La mesure par transmission en se positionnant sur l'index ou le lobe de l'oreille est beaucoup plus fiable que la mesure par réflexion.
Les schémas de principe sont donnés en figure 9.
Figure 9 : oxymètre par réflexion ou par transmission
Question 1
La solution technique utilisée pour la mesure de la saturation et du rythme cardiaque est par transmission sur l'index et non par réflexion sur la poitrine ou le poignet. Justifier ce choix.
Question 2
Au regard du principe de mesure de la saturation et du rythme cardiaque, justifier le choix des LED rouge, verte et IR.
Question 3
Déterminer la valeur de − α.d_2 en fonction de I_(AC) et I_(DC) pour I_(AC)≪I_(DC)
Les caractéristiques des LED rouge et infrarouge utilisées sont décrites dans le document technique DT1.
Les caractéristiques de la LED verte sont décrites dans le dossier technique DT2.
Question 4
Sur le document réponse DR1, déterminer le facteur d'extinction de l'hémoglobine oxygénée (HbO_2), puis celui de l'hémoglobine désoxygénée (Hb) pour la LED rouge et la LED infrarouge.
À l'aide de ces valeurs, justifier le choix des longueurs d'onde rouge et infrarouge. Identifier les caractéristiques à extraire de deux signaux acquis sur le récepteur pour ces deux LED afin de calculer la saturation.
Question 5
Identifier la caractéristique à extraire du signal acquis sur le récepteur pour la LED verte. Déterminer la formule du rythme cardiaque en battements par minute (bpm) à partir de cette caractéristique.
2.2. Commande des LED
Le composant utilisé pour piloter les LED est le « Multimodal Sensor Front End » ADPD4100 dont les caractéristiques sont données dans le dossier technique DT3.
Les LED sont alimentées par une batterie dont la tension est de 5 V. LEDxA et LEDxB sont des sorties pilotables en courant (la commande est nécessairement similaire pour les sorties A et B). Le câblage est donné en figure 10.
Figure 10 : câblage des LED
Question 6
Indiquer le nom et le rôle de Cvled.
Question 7
Pour chaque longueur d'onde de LED et d'après les documents techniques DT1 à DT3, calculer la valeur du potentiel au point LED × A sachant que le courant I_F = 20mA.
Question 8
Indiquer, à partir du document DT3, la valeur maximale du potentiel autorisée au point LEDxA (LED driver Output pin voltage).
Un problème se pose donc pour la LED IR. Pour résoudre celui-ci, lors de la fabrication de la première version du système, Bioserenity a décidé d'utiliser un transistor MOSFET.
Question 9
Justifier le choix de ce type de transistor au lieu d'un bipolaire et proposer un câblage de celui-ci afin de limiter le potentiel à la valeur maximum autorisée.
Après une série de tests, la diffusion de la lumière étant grande, le rayonnement sur le récepteur n'est pas suffisant. Pour résoudre cela, Bioserenity a décidé d'utiliser deux LED IR, deux LED rouges et deux LED vertes pour la deuxième version du système. Cette solution permet également de supprimer l'utilisation des transistors MOSFET.
Question 10
À l'aide de DT3 (les drivers LED), proposer un câblage des six LED sur les cinq sorties Led1A, Led1B, Led2A, Led2B et Led3A et justifier le choix de la suppression des transistors MOSFET.
2.3. Acquisition des signaux
Pour acquérir le signal lumineux, Bioserenity utilise une photodiode dont les caractéristiques sont données dans DT4. Cette photodiode a la caractéristique d'être rapide par rapport à d'autres de la même gamme.
Question 11
À l'aide de DT1, DT2 et DT4, justifier le choix de cette photodiode par rapport aux différentes caractéristiques en longueur d'onde des signaux à acquérir. Justifier le choix de la LED verte plus puissante que la rouge qui est plus puissante que I'IR.
À l'aide du DT2 et DT4, les quatre questions suivantes vont permettre de calculer le courant dans la photodiode lorsque que la LED rouge est alimentée par un courant I_F = 20 mA pendant la phase systolique.
Hypothèses :
-la distance entre la LED et la photodiode vaut environ 15 mm ;
-la LED et la photodiode sont en contact avec le doigt ;
-l'émission de LED est supposée conique ;
-l'axe d'émission du cône de la LED est perpendiculaire à la normale de la photodiode et passe par le centre du carré de la partie sensible de la photodiode ;
-l'angle solide défini par un cône demi-angle au sommet φ est Ω = 2π ⋅ (1 − cosφ).
-l'intensité qui traverse la photodiode est proportionnelle à la surface du capteur : P_(capteur) = P_(LED) ⋅ (S_(photodiode))/(S_(cercle rouge))
-15 % de la lumière est diffusée par la peau ;
-le facteur d'absorption moyen des tissus du doigt (os, muscles, ligaments, nerfs ...) vaut 72% ⋅ cm^(− 1);
-le facteur d'extinction à 660 nm de HbO_2 vaut 900 cm^(− 1) ⋅ M^(− 1);
-le facteur d'extinction à 660 nm de Hb vaut 80 cm^(− 1) ⋅ M^(− 1);
-le diamètre moyen de la veine et de l'artère est de 0,6 mm ;
-Iors la phase systolique, le diamètre de l'artère augmente de 30 % et lors la phase diastolique, le diamètre de la veine augmente de 30 % (les schémas de principe de chaque phase sont donnés en figure 11).
Figure 11 : oxymètre en phase systolique et diastolique
Question 12
Déterminer l'angle solide au niveau de la photodiode.
Question 13
Déterminer la puissance lumineuse sur le capteur sans présence du doigt.
Question 14
Calculer l'absorption dans le doigt en % pour la phase systolique.
Question 15
Déterminer le courant dans la photodiode pour la phase systolique.
Question 16
Donner le schéma électrique équivalent d'une photodiode.
Question 17
Donner le nom du montage de l'amplificateur opérationnel que l'on supposera parfait.
Question 18
Déterminer la fréquence limite d'une photodiode en fonction de tr qui est le temps de réponse.
Le câblage de la photodiode est représenté figure 12.
Figure 12 : montage de la photodiode sur l'entrée analogique
Question 19
À l'aide des documents techniques DT3 et DT4, déterminer la plage de fréquence d'acquisition possible pour la photodiode suivant la configuration de l'amplificateur.
Question 20
À l'aide de DT3 (séquence de pilotage des LED), déterminer la fréquence d'acquisition f_p de la photodiode sachant que le système est composé d'une seule photodiode pour acquérir les 3 couleurs de LED. Conclure sur le choix de la photodiode suivant la fréquence.
Question 21
À l'aide de DT3 (séquence de pilotage des LED), déterminer la fréquence d'acquisition f_a de chaque point des courbes permettant de déterminer la saturation et la fréquence cardiaque. Valider si celle-ci est compatible pour déterminer la fréquence cardiaque comprise entre 30 et 210 bpm.
3. Acquisition de l'électrocardiogramme
Objectif : modéliser, valider et justifier les différents filtrages de la chaîne d'acquisition des bio-potentiels pour acquérir un électrocardiogramme.
La caractérisation du rythme cardiaque s'effectue par un électrocardiogramme (ECG) à 12 dérivations (déterminées par recombinaisons linéaires des potentiels obtenus depuis 10 électrodes). Les électrodes sont placées comme illustré par la figure 13.
Figure 13 : emplacements des électrodes sur le tee-shirt
Comme les amplitudes des signaux prélevés sont de l'ordre du millivolt, des amplificateurs d'instrumentations non étudiés dans ce sujet permettent de récupérer un signal exploitable pour la suite du traitement. Pour la suite du problème, seule la dérivation correspondant à une forme d'onde caractéristique standard est considérée. Une analyse FFT d'un signal
ECG dont le rythme cardiaque est de 60 bpm (battement par minute) délivré par un simulateur de signaux vitaux est proposé sur la figure 14.
Figure 14 : analyse FFT d'un signal ECG à 60 bpm
Le signal ECG est par ailleurs sujet à différents types de perturbations :
-le bruit musculaire (lorsque le patient bouge durant la mesure). Ses composantes fréquentielles touchent l'ensemble de la bande spectrale de l'ECG ;
-le bruit électromagnétique (perturbations dues au réseau électrique à 50 Hz) ;
-la dérive de la ligne de base. La ligne de base correspond au tracé de l'électrocardiogramme d'un cœur sans aucune activité électrique. Lorsque le patient bouge, le mouvement relatif des électrodes les unes par rapport aux autres entraîne une dérive de cette ligne. Les composantes fréquentielles de la dérive de la ligne de base sont habituellement inférieures à 0, 5 Hz et limitées à 2 Hz .
La chaine d'acquisition, dans sa première version de conception proposée par BioSerenity, est représentée sur la figure 15. Les questions suivantes portent sur les différents filtrages nécessaires pour l'analyse des signaux.
Figure 15 : chaine d'acquisition d'une voie ECG
3.1. Suppression des perturbations électromagnétiques
Les perturbations électromagnétiques à 50 Hz sont éliminées par un filtre réjecteur juste après l'amplificateur d'instrumentation. Le schéma de ce filtre est représenté figure 16.
Figure 16 : schéma du filtre réjecteur
Question 22
En considérant l'amplificateur comme parfait, montrer que la fonction de transfert de ce filtre peut s'écrire sous la forme suivante : H_(rej)(jf) = (1 + ((jf)/(f_R))^2)/(1 + (jf)/(Q ⋅ f_R) + ((jf)/(f_R))^2).
Exprimer la fréquence f_R en fonction des éléments du montage et déterminer la valeur du paramètre Q.
Question 23
Exprimer le module de cette fonction de transfert et effectuer son tracé en calculant sa valeur sur quelques points ( f_R/10, f_R/2, f_R, 2f_R et 10f_R ). Justifier que le choix R = 68kΩ et C = 47nF convient à cette application. Exposer les limites de ce filtre dans le contexte proposé.
3.2. Filtrage des signaux avant leur numérisation
Les signaux acquis sont échantillonnés à la fréquence Fe = 250 Hz afin d'être traités par un microprocesseur.
Question 24
Pourquoi est-il nécessaire de placer un filtre passe-bas avant le convertisseur analogiquenumérique ? Comment s'appelle ce filtre ?
Pour la réalisation de ce filtre, le constructeur a opté pour un filtre avec une fonction d'approximation de Butterworth dont l'expression du module en fonction de l'ordre du filtre n et de la fréquence de coupure à -3 dB f_C est :
|H_(butter)| = 1/(√(1 + (f/(f_c))^(2n)))
Question 25
Représenter le gabarit de ce filtre pour une atténuation d'au moins 20 dB des premières composantes fréquentielles indésirables et une bande passante f_C = 80 Hz nécessaire à la préservation des composantes fréquentielles du signal ECG pour un patient ne présentant pas un rythme cardiaque élevé. Déterminer l'ordre nécessaire pour la réalisation de ce filtre.
Le tableau des fonctions de transfert des fonctions d'approximation de Butterworth est donné ci-dessous.
Pour la réalisation des cellules du 2^(nd) ordre, le concepteur propose une cellule Sallen & Key dont le schéma est rappelé sur la figure 17. L'amplificateur opérationnel est supposé être parfait et fonctionne en régime linéaire.
Figure 17 : schéma d'une cellule passe bas du 2^(nd) ordre
Question 26
Déterminer la fonction de transfert de la cellule de Sallen & Key et proposer son écriture sous la forme canonique classique du 2^(nd) ordre en exprimant la pulsation propre ω_0 et le coefficient d'amortissement m en fonction des éléments du montage.
Question 27
À partir des résultats obtenus aux questions précédentes, déterminer les valeurs de composants permettant d'effectuer la réalisation du filtre complet en prenant un condensateur C_1 = 10nF pour chaque cellule composant le filtre.
3.3. Étude d'un traitement numérique
La suppression de la composante fréquentielle du réseau, sans impacter le signal ECG, peut être obtenue en augmentant la valeur du coefficient Q dans la fonction de transfert du filtre réjecteur donnée dans la question 22. Si la réalisation de ce filtre en analogique peut poser quelques problèmes, son équivalent dans le domaine numérique est bien plus accessible.
Une technique courante pour la synthèse de filtres numériques, connue sous le nom de transformée bilinéaire modifiée, permet de proposer un équivalent entre le domaine de Laplace et celui en z. La définition de cette transformée est la suivante :
p/(ω_R) = a ⋅ (1 − z^(− 1))/(1 + z^(− 1)) avec a = 1/(tan((π ⋅ f_R)/(F_e)))
Question 28
Quel est l'intérêt de la transformée bilinéaire modifiée par rapport à la transformée bilinéaire classique telle que p = 2/(Te) ⋅ (1 − z^(− 1))/(1 + z^(− 1)) ?
Question 29
Déterminer la fonction de transfert en z du filtre équivalent numérique en proposant une écriture sous la forme H_(rejNUM)(Z) = (a0 + a1.z^(− 1) + a2.z^(− 2))/(1 + b1.z^(− 1) + b2.z^(− 2)). Effectuer les applications numériques des coefficients dans le cas où Q = 10.
Question 30
Établir l'équation de récurrence qui sera implantée dans le microprocesseur. Comment appelle-t-on ce type de filtre ? Que peut-on dire de sa stabilité ?
3.4. Évolution de la chaine d'acquisition
Dans la phase finale du développement du produit, le constructeur BioSerenity a opté pour un circuit spécialisé ADS1293 dont un extrait de documentation technique est proposé en DT5. La fréquence d'échantillonnage est fixée à une valeur de 20 kHz et l'ensemble des opérations de filtrages analogiques est remplacée par des solutions intégrées au circuit.
Question 31
Quel est l'intérêt d'opter pour une fréquence d'échantillonnage bien plus élevée ? Afin de réduire la quantité d'informations, quelle fonction essentielle permet de réaliser le filtre numérique se trouvant en sortie du convertisseur ΣΔ ?
La figure du paragraphe 9.2.3 du DT5 présente la configuration de mesure pour un ECG 8-ou 12- dérivations. L'électrode RL est reliée au port IN4. Le sous-circuit CM detect fournit à la sortie CMOUT un signal correspondant à la moyenne des modes communs des voies IN1, IN2 et IN3.
Question 32
Identifier le montage produisant le potentiel en IN4 à partir de CMOUT et de RDLIN. Expliquer le rôle de cette fonction.
Les mesures d'ECG sont des mesures différentielles effectuées par des amplificateurs d'instrumentation ( lnA ).
Question 33
Pourquoi est-il important que le mode commun du corps du patient soit maitrisé ?
Question 34
Le filtre en sortie du convertisseur ΣΔ effectue des moyennes glissantes du type :
y[i] = 1/M∑_(j = 0)^(M − 1)x[i + j]
Expliquer pourquoi il est intéressant que M soit une puissance de 2.
Dans le domaine spectral, quelle est la forme de ce filtre ?
4. Acquisition des mouvements de respiration et de la position du patient
Objectif : modéliser, valider et justifier le choix des composants pour caractériser les apnées du sommeil en acquérant les mouvements de respiration ainsi que la position du patient.
4.1. Acquisition des mouvements de respiration : modélisation du capteur inductif
Le capteur est constitué d'une bande inductive (disponible industriellement). Le tee-shirt connecté possède deux bandes, l'une sur le thorax et l'autre sur l'abdomen qui vont permettre de caractériser la respiration du patient. Ces bandes se composent d'une spire magnétique.
Question 35
En considérant le flux à travers une spire circulaire parcouru par un courant I constant, montrer que la variation d'inductance L de la spire dépend de la variation de la surface de celle-ci, c'est-à-dire au volume thoracique (respiration).
La spire constitue l'inductance L d'un circuit oscillant RLC parallèle (figure 18). La caractérisation de l'apnée du sommeil se fait par la mesure des variations de la fréquence de résonance fr du circuit RLC à l'aide du composant LDC2114 (extrait de la documentation technique DT6).
La résistance R_p modélise les pertes dans le circuit R_p = L/(R_s C) avec R_s la résistance de la bande inductive.
Figure 18 : circuit RLC
Question 36
Déterminer l'expression de l'impédance complexe équivalente Z_(eq)(ω) du circuit RLC.
Question 37
Tracer l'évolution du module de Z_(eq)(ω) en fonction de ω. Justifier que la pulsation de résonance ω_r se détermine lorsque Z_(eq)(ω_r) = Rp. Déterminer ω_r, puis f_r. Effectuer l'application numérique en prenant C = 0, 5nF, Rp = 1kΩ et L = 11μH.
Question 38
Vérifier les conditions d'utilisation du LDC2114 (DT6).
Question 39
Donner l'expression de la variation de Δf_r/f_r en fonction de la variation de l'inductance, puis de la surface. Effectuer l'application numérique avec ΔS/S = 1% correspondant à une respiration normale.
Le coefficient de qualité du circuit, aussi appelé coefficient de surintensité, est défini par Q = (I_(L(ω_r)))/(I_R) = (I_(C(ω_r)))/(I_R) avec I_R le courant dans la résistance, I_C(ω_r) et I_L(ω_r) respectivement le module du courant dans le condensateur et celui dans la bobine, à la pulsation de résonance.
Question 40
Déterminer l'expression de Q. Calculer sa valeur numérique et vérifier qu'elle réponde bien aux exigences du composant.
La caractérisation de la résistance de pertes R_p (à l'analyseur vectoriel) donne une valeur de 5Ω ce qui est beaucoup trop faible par rapport au DT6.
Question 41
Expliquer pourquoi le fait d'ajouter une inductance L_1 (figure 19) en série avec la bande inductive permet de résoudre le problème. Quel est l'inconvénient majeur de cet ajout concernant la mesure ?
Figure 19 : schéma du circuit résonant première version 1
La norme 60601 (exigences générales pour la sécurité de base et les performances essentielles des appareils électromédicaux) impose un courant continu inférieur à 10μ A.
Question 42
Justifier l'ajout des deux condensateurs C_1 et C_2 placés avant la bande inductive sur la figure 20. Quelles sont les conséquences de l'oscillateur sur le fonctionnement du système ?
Figure 20 : schéma du circuit résonant deuxième version 2
4.2. Modélisation du capteur thermique
La température du flux d'air buccal est mesurée par un capteur de température situé sur la canule au niveau du nez et de la bouche.
Le capteur thermique choisi est une thermistance CTN (à coefficient de température négatif) de référence NTCLE100E3 avec R_(25) = 22kΩ, telle que la température de référence soit 37 °C (DT7). Dans le système de base, il est intégré dans un circuit de conditionnement en pont diviseur de tension. Les questions suivantes s'intéressent à une possible évolution avec un conditionnement en pont de Wheatstone alimenté par une source de tension E supposée parfaite (figure 21).
Figure 21 : conditionnement avec le pont de Wheatstone
Question 43
À partir de la documentation technique DT7, donner l'expression de la résistance R_c(T) avec les valeurs numériques. En supposant que les coefficients C et D sont négligeables, calculer le coefficient de température α = 1/(R(T))(dR)/(dT).
Question 44
Sur la plage [30^∘C; 44^∘C], le capteur peut être considéré comme linéaire. La résistance R_c(T) s'écrit alors : R_c(T) = − 46, 9T(K) + 15763. Déterminer la sensibilité du capteur sur cette plage.
Question 45
Justifier le choix d'un pont de Wheatstone par rapport à un montage en pont diviseur de tension.
Question 46
Déterminer la tension V_(mes) en fonction de R_c(T).
Question 47
Déterminer la condition minimale sur R_1, R_2 et R_3 afin que le pont soit équilibré pour une température de 37°C.
Question 48
En considérant R_C = R_(C37) + ΔR_C et R_1 = R_2 = R_3 = R_(C37), déterminer l'expression de V_(mes) en fonction de ΔR_c. La relation est-elle linéaire ? Conclure quant à l'intérêt de ce conditionnement par rapport à un pont diviseur de tension pour cette application.
4.3. Détection de la position du patient: modélisation de l'accéléromètre
Afin d'analyser correctement le sommeil du patient, il est important de savoir dans quelle position celui-ci se trouve (allongé sur le dos ou sur le côté). Pour cela, un accéléromètre est utilisé, le LISH3DH (DT8).
Question 49
En quoi l'étude de la valeur et du signe de la mesure permet-elle de répondre à la problématique ?
Question 50
D'après la documentation technique DT8, déterminer en quelle unité s'exprime la grandeur de sortie analogique (donner la signification complète, pas seulement l'abréviation).
Le principe de la mesure est basé sur des condensateurs doubles différentiels dont les armatures A_1 et A_3 sont solidaires du support et l'armature intermédiaire A_2 est mobile (figure 22). Deux capacités C_(12) et C_(23) sont ainsi créées.
Figure 22 : structure d'un condensateur différentiel
Le condensateur C(x) plan de surface S dont l'épaisseur x varie de Δx autour de son épaisseur au repos e est alimenté par un générateur de tension d'amplitude constante E supposé parfait.
Question 51
Exprimer la valeur de la capacité C(x) en fonction de Δx et des données géométriques. Expliciter chaque grandeur. Que vaut la charge Q_c(x) du condensateur ?
Les condensateurs sont reliés à un amplificateur de charges tel que celui de la figure 23. Le condensateur C(x) est modélisé par une résistance R_c, un condensateur C_c, ainsi que par une source de courant I_c qui modélise la variation de charges Q_c(x).
Figure 23 : montage amplificateur de charges
Question 52
L'amplificateur opérationnel est considéré comme parfait pour la suite des calculs, rappeler ce que cela signifie.
Question 53
En considérant la résistance R_g comme infinie, donner l'expression de la tension V_(amp) en fonction du courant I_c. Montrer que la tension V_(amp) s'écrit V_(amp) = K ⋅ Q_c(x), donner l'expression de K. Donner l'expression de V_(amp) en fonction de C(x).
Question 54
Expliquer en quoi Vamp permet de déterminer l'accélération et son signe.
Question 55
Lors des nuits d'été, la température peut varier de 3 °C autour du capteur. Quelle est la conséquence sur la mesure ? Est-ce préjudiciable pour l'étude ?
Question 56
Le capteur est un MEMS, c'est-à-dire réalisé dans une galette de silicium. Donner au moins trois avantages de ce type de capteurs.
5. Traitement et transmission de l'ensemble des données
Objectif : Modéliser le traitement des données de la photodiode, valider et justifier le choix des types de communication pour transférer l'ensemble des données.
Le synoptique, décrit figure 24, est utilisé pour l'acquisition, le traitement et la transmission de l'ensemble des données du système.
Figure 24 : synoptique transmission des données
5.1. Transmission des données entre l'oxymètre et le microcontrôleur
Le protocole de transmission des données de la FIFO vers le microcontrôleur est de I^′ I^2 C.
Question 57
Donner l'appellation des deux résistances utilisées dans le protocole I^2 C et justifier leur présence.
Question 58
À l'aide du document technique DT3 (séquence de pilotage des LED, adresses des FIFO et communication I^2 C), compléter sur le document réponse DR2 les éléments et le chronogramme du signal SDA afin de transmettre la donnée de la FIFO correspondant à la LED Rouge au microcontrôleur (maitre de la communication I²C) sachant que la valeur de la FIFO sera 48942 en décimal et que l'adresse I²C de l'ADPD4100 est 1011011.
Question 59
Déterminer la durée de transmission des trois valeurs et valider sa compatibilité avec une réception des données toutes les 10 ms sachant que la communication I^2 C est configurée à une vitesse de 400kbit ⋅ s^(− 1).
5.2. Traitements des données des valeurs mesurées de l'oxymètre
Question 60
Sur un intervalle de 4 s (durée des graphes représentée dans DT3), calculer la saturation et la fréquence cardiaque obtenues avec ces données en supposant que le signal est un signal triangulaire périodique.
Question 61
Donner sous forme d'algorigramme ou programme python, la structure permettant d'afficher la saturation sur une durée de 4 s sachant que les valeurs sont stockées dans des listes « led_rouge » et « led_ir ».
Pour calculer la fréquence cardiaque, il faut extraire sur la durée de 4 s, le nombre de maximums (ou minimums) ainsi que la valeur du temps écoulé entre ces deux maximums (le premier et le dernier durant les 4 s) puis en déterminer la fréquence cardiaque. Pour bien détecter les maximums (ou minimums), il est nécessaire de filtrer le signal informatiquement. L'algorithme le plus simple consiste à utiliser une moyenne glissante. À l'instant t, la valeur lue sera remplacée par la moyenne des 8 dernières valeurs.
Le but des deux questions suivantes est de définir la structure permettant d'afficher la fréquence cardiaque sachant que les valeurs sont stockées dans une liste « led_verte ».
Question 62
Donner sous forme d'algorigramme ou en python, la fonction filtrage qui a pour paramètre la liste de 400 valeurs led_verte et qui renvoie une liste de led_verte_filtre (moyenne glissante sur 8 valeurs).
Question 63
Donner sous forme d'algorigramme ou en python, la structure qui permet d'afficher la valeur du rythme cardiaque en battements par minute sachant qu'il existe une fonction indice_max_locaux qui à partir d'une liste, renvoie les valeurs des indices des maximums locaux sous forme de liste.
5.3. Transmission des données du microcontrôleur vers le smartphone
Les données sont stockées sur un smartphone ou sur le cloud suivant la configuration du réseau. La transmission des données se fait suivant le synoptique présenté figure 25 .
Figure 25 : synoptique de sauvegarde des données
Le smartphone dispose d'une interface graphique qui permet de définir les paramètres de réglages des grandeurs à mesurer, elles sont envoyées en Bluetooth en mode BLE (Bluetooth Low Energy) au contrôleur. Cette connexion Bluetooth permet d'obtenir en temps réel la mesure de chaque grandeur afin d'affiner les réglages si nécessaire.
Toutes les deux secondes, une trame contenant les valeurs de chaque grandeur (HR, Sp02, ABD, THO, THerm......) est envoyée via le Bluetooth vers le smartphone.
S'il y a une connexion Internet, les données sont envoyées vers le cloud toutes les 15 minutes pour stockage, sinon elles seront stockées via le Bluetooth sur le smartphone puis transférées ultérieurement.
Sur le cloud, une intelligence artificielle est utilisée afin de détecter automatiquement les différentes anomalies (figure 3) et d'aider le médecin à faire le diagnostic.
Question 64
Justifier le choix de l'utilisation d'un Bluetooth BLE par rapport au Bluetooth classique.
Question 65
À l'aide de DT8, déterminer la durée de transmission de informations entre le contrôleur et le smartphone, sachant qu'il faut transmettre 11200 octets de données (le transfert est supposé sans collisions avec des paquets d'un autre transfert Bluetooth). Valider le choix d'une transmission toutes les deux secondes.
Question 66
Donner l'utilité du capteur de pression mentionné dans le synoptique de la figure 24.
Expliquer le principe de transmission de données SPI, quels sont les avantages et inconvénients de celui-ci par rapport à l'I ^2 C ?
Question 67
Pour la transmission des données de ronflements et bruit ambiant, le protocole utilisé est I^2 S, expliquer ce choix.
6. Synthèse et évolutions possibles
Objectif : conclure sur le système et préconiser des évolutions possibles
Question 68
Le système étudié met en œuvre de nombreux capteurs qui peuvent éventuellement entrainer un certain inconfort chez des patients. Proposer quelques évolutions techniques permettant d'améliorer ce dispositif.
Question 69
Déterminer les raisons nécessitant le recours à une intelligence artificielle pour exploiter les données médicales collectées.
ATTENTION
OBSERVE PRECAUTIONS
FOR HANDLING
ELECTROSTATIC
DISCHARGE
SENSITIVE
DEVICES
Part Number: APTL3216ZGC/G
Green
Features
-3.2mm×1.6mm SMT LED, 1.1mm thickness.
-Low power consumption.
-Ideal for backlight and indicator.
-Various colors and lens types available.
-Package : 2000 pcs / reel.
-Moisture sensitivity level : level 3.
-RoHS compliant.
Description
The Green source color devices are made with InGaN Light Emitting Diode.
Static electricity and surge damage the LEDS.
It is recommended to use a wrist band or anti-electrostatic glove when handling the LEDs.
All devices, equipment and machinery must be electrically grounded.
Selection Guide
Part No.
Dice
Lens Type
Iv (mcd) [2] @ 20 mA
Viewing Angle [1]
Min.
Typ.
201/2
APTL3216ZGC/G
Green (InGaN)
WATER CLEAR
900
1800
70^∘
Notes:
01/2 is the angle from optical centerline where the luminous intensity is 1/2 of the optical peak value.
Luminous intensity/ luminous Flux: */-15%.
Electrical / Optical Characteristics at TA = 25^∘C
LED Driver 1A Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
A4
LED2A
AO
LED Driver 2A Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
A3
LED3A
AO
LED Driver 3A Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
A2
LED4A
AO
LED Driver 4A Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
A1
LED4B
AO
LED Driver 4B Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
B5
LGND
S
LED Driver Ground.
B4
LED1B
AO
LED Driver 1B Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
B3
LED2B
AO
LED Driver 2B Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
B2
LED3B
AO
LED Driver 3B Current Sink. If not in use, leave this pin floating.
B1
GPIO2
DIO
General-Purpose I/O 2. This pin is used for interrupts and various clocking options.
C5
GPIO0
DIO
General-Purpose I/O 0. This pin is used for interrupts and various clocking options.
C4
GPIO1
DIO
General-Purpose I/O 1. This pin is used for interrupts and various clocking options.
C3
GPIO3
DIO
General-Purpose I/O 3. This pin is used for interrupts and various clocking options.
C2
SDA
DIO
I^2 C Data Input/Output.
C1
SCL
DI
I^2 C Clock Input.
D5
AVDD
S
1.8 V Analog Supply.
D4
DVDD2
S
1.8 V Digital Supply.
D3
IOVDD
S
1.8 V/3.3 V I/O Driver Supply.
E5
VREF
REF
Internally Generated ADC Voltage Reference. Buffer this pin with a 1μ F capacitor to AGND.
E4
AGND
S
Analog Ground.
E3
IOGND
S
I/O Driver Ground.
E2
DGND
S
Digital Ground.
E1
DVDD1
S
1.8 V Digital Supply.
F5
VC1
AO
Output Voltage Source 1 for Photodiode Common Cathode Bias or Other Sensor Stimulus.
F4
IN1
AI
Current Input 1. If not in use, leave this pin floating.
F3
IN3
AI
Current Input 3. If not in use, leave this pin floating.
F2
IN5
AI
Current Input 5. If not in use, leave this pin floating.
F1
IN7
AI
Current Input 7. If not in use, leave this pin floating.
G5
VC2
AO
Output Voltage Source 2 for Photodiode Common Cathode Bias or Other Sensor Stimulus.
G4
IN2
AI
Current Input 2. If not in use, leave this pin floating.
G3
IN4
AI
Current Input 4. If not in use, leave this pin floating.
G2
IN6
AI
Current Input 6. If not in use, leave this pin floating.
G1
IN8
Al
Current Input 8. If not in use, leave this pin floating.
Les drivers LED
The ADPD4100/ADPD4101 have four LED drivers, each of which is brought out to two LED driver outputs providing a total of eight LED output drivers. The device can drive up to four LEDs simultaneously, one from each driver pair. The LED output driver is a current sink. Figure 18 shows an example of a single LED driver output pair.
23297-019
Figure 18. Block Diagram of LED Driver Output Pair
Either side of each LED driver output pair, but not both, can be driven in any of the 12 available time slots. Up to four LED driver outputs can be enabled in any time slot using the LED_ DRIVESIDE1_x, LED_DRIVESIDE2_x, LED_DRIVESIDE3_x, and LED_DRIVESIDE4_x bits. The current is set on a per driver, per time slot basis using the LED_CURRENT1_x, LED_ CURRENT2_x, LED_CURRENT3_x, and LED_CURRENT4_x bits. Each driver can be programmed from 1.5 mA to 200 mA with a monotonic 7-bit setting, as shown in Figure 20. Each setting from 1 to 127 increases the LED drive current by ~1.5 mA. Setting LED_CURRENTx_x = 0 disables that particular driver.
Although each driver can be programmed to 200 mA and up to four LED drivers can be enabled in any time slot, there is a limitation of a total of 400 mA of combined LED driver current that can be provided in any time slot. It is up to the user to program the LED drivers such that this 400 mA limit is not exceeded. If the 400 mA limit is exceeded by the user settings, priority is given, in the following order, to LED1x, LED2x, LED3x, and LED4x. For example, if the user settings have LED1A set to 150 mA , LED2B set to 150 mA , and LED3A set to 150 mA in a single time slot, LED1A and LED2B both provide 150 mA . However, LED3A is limited to 100 mA to maintain the 400 mA total LED drive current limit for the device. The LED driver output pins (LED1A, LED1B, LED2A, LED2B, LED3A, LED3B, LED4A, and LED4B) have a maximum allowable pin voltage of 3.6 V. Any voltage exposure over this rating affects the reliability of the device operation and, in certain circumstances, causes the device to cease proper operation. The voltage of the LED driver output pins must not be confused with the supply voltages for the LED themselves. V_(ledx) is the voltage applied to the anode of the external LED whereas the LED output driver pin is connected to the cathode of the external LED. The compliance voltage is the amount of headroom voltage at the LED driver pin, measured with respect to ground, required to maintain the programmed LED current level and is a function of the current required. Figure 6 shows the typical compliance voltages required at various LED current settings for LED driver LED1A, and Figure 19 shows the typical compliance voltages for all the LED drivers at the maximum LED current setting. Due to internal layout of the LED driver circuitry, some drivers output more or less current than others at any given setting. Typically, the LED1A and LED1B drivers are ∼ 3% higher than the LED4A and LED4B drivers, respectively, with the 2 × and 3 × drivers falling somewhere in between. Also, the LEDxA drivers are ~3% higher than the LEDxB driver of the same number.
Figure 20. LED Driver Current vs. LED_CURRENTx_x Setting
Les entrées analogiques
Parameter
Test Conditions/Comments
Min
Typ
Max
Unit
SYSTEM PERFORMANCE
Continuous connect mode, single pulse, single channel, floating input, TIA_VREF = 1.265 V, 3μ s integration time
12.5 k Ω TIA gain
8.2
nArms
25kΩ TIA gain
4.1
nA rms
50kΩ TIA gain
2.2
nA rms
100kΩ TIA gain
1.2
nA rms
200kΩ TIA gain
0.61
nA rms
Referred to Input Noise
Continuous connect mode, single pulse, single channel, 90% full-scale input signal, no ambient light, TIA_VREF = 1.265 V, VCx = TIA_VREF + 215 mV, 2μ s LED pulse, photodiode capacitance (C_(PD)) = 70pF
12.5kΩ TIA gain
10.3
nArms
25kΩ TIA gain
5.3
nA rms
50kΩ TIA gain
2.7
nA rms
100kΩ TIA gain
1.5
nA rms
200 k Ω TIA gain
0.97
nArms
Séquence de pilotage des LED
Pour chaque état haut, la valeur lue par la photodiode est additionnée à la valeur précédente de la FIFO et mise à jour dans celle-ci (une par couleur de LED).
À l'issue de 250 pulses, les 3 LED sont éteintes et les 3 valeurs de FIFO stockées en entier positifs de 16 bits (Rouge dans FIFO_DATA1, IR dans FIFO_DATA2 et verte dans FIFO_DATA3) sont envoyées au microcontrôleur via le protocole I ^2 C.
Les FIFO sont initialisées à 0 avant le lancement du prochain cycle de 250 pulses.
Ces trois valeurs seront stockées en mémoire toutes les 10 ms pour créer les trois courbes suivantes :
Adresses des FIFO
Reg
Name
Bits
Bit 15
Bit 14
Bit 13
Bit 12
Bit 11
Bit 10
Bit 9
Bit 8
Reset
R／W
Bit 7
Bit 6
Bit 5
Bit 4
Bit 3
Bit 2
Bit 1
Bit 0
0x002F
FIFO＿DATA1
［15：8］
FIFO＿DATA［15：8］
0x0000
R
［7：0］
FIFO＿DATA［7：0］
0x0031
FIFO＿DATA2
［15：8］
FIFO＿DATA［15：8］
0x0000
R
［7：0］
FIFO＿DATA［7：0］
0x0033
FIFO＿DATA3
［15：8］
FIFO＿DATA［15：8］
0x0000
R
［7：0］
FIFO＿DATA［7：0］
0x0035
FIFO＿DATA4
［15：8］
FIFO＿DATA［15：8］
0x0000
R
［7：0］
FIFO＿DATA［7：0］
0x0037
FIFO＿DATA5
［15：8］
FIFO＿DATA［15：8］
0x0000
R
［7：0］
FIFO＿DATA［7：0］
Communication I ^2 C
The ADPD4101 supports fast－mode plus（rate up to 1 Mhz）． The I ^2 C operations require addressing the device as well as choosing the register that is being read or written．An I^2 C register write is shown in Figure 28 and Figure 29．The SDA pin is bidirectional and open drain，where different bit times are driven in a predetermined way by the master or the slave．The ADPD4101 acts as a slave on the I^2 C bus．Start and stop bit operations are shown as S and P in Figure 28 and Figure 29．The I^2 C port supports both 7－bit and 15－bit addresses．If accessing Address 0x007F or lower，a 7－bit address can be used．If the first address bit after the slave address acknowledge（ACK）is a 0，a 7－bit address is used，as shown in the short read and write operations（see Figure 28 to Figure 31）．
Figure 28 shows the first half of the short register write operation． The first byte indicates that the ADPD4101 is being addressed with a write operation．The ADPD4101 indicates that it has been addressed by driving an acknowledge．The next byte operation is a write of the address of the register to be written． The MSB is the L/S^– bit（long／short）．When this bit is low，a 7－bit address follows．If the L／S bit is high，a 15－bit address follows． The ADPD4101 sends an acknowledge following the register address．
The rest of the write operation is shown in Figure 29，which shows the two data bytes that are written to the 16－bit register． Registers are written only when all 16 bits are shifted in before a stop bit occurs．The ADPD4101 sends an acknowledge for each byte received．Additional pairs of byte operations can be repeated prior to the stop bit occurring．The address auto－increments after each complete write．Register writes occur only after each pair of bytes is written．
The I ^2 C short read operations are shown in Figure 30 and Figure 31．Like the write operation，the first byte pair selects the ADPD4101 and specifies the register address（with the L/S^– bit low）to read from．
Figure 31 shows the rest of the read operation．This sequence starts with a start bit，selects the ADPD4101，and indicates that a read operation follows．The ADPD4101 sends an acknowledge to indicate data to be sent．The ADPD4101 then shifts out the register read data one byte at a time．The host acknowledges each byte after it is sent by the ADPD4101，if additional bytes are to be read．The same address incrementing is used for reads as well．
To read multiple bytes from the FIFO or from sequential registers，simply repeat the middle byte operation as shown in Figure 31.
DT4 : Caractéristiques de la photodiode (2 pages)
Silicon PIN Photodiode
FEATURES
-Package type: leaded
-Package form: top view
-Dimensions (L × W × H in mm): 5.4 × 4.3 × 3.2
-Radiant sensitive area (in mm^2 ): 7.5
-High photo sensitivity
-High radiant sensitivity
-Suitable for visible and near infrared radiation
-Fast response times
-Angle of half sensitivity: φ = ± 65^∘
-Compliant to RoHS Directive 2002/95/EC and in accordance to WEEE 2002/96/EC
ADS1293 Low-Power, 3-Channel, 24-Bit Analog Front-End for Biopotential Measurements
1Features
-Three High-Resolution Digital ECG Channels With Simultaneous Pace Output
-EMI-Hardened Inputs
-Low Power: 0.3 mW/channel
-Input-Referred Noise: 7μVpp (40-Hz Bandwidth)
-Input Bias Current: 175 pA
-Data Rate: Up to 25.6 ksps
-Differential Input Voltage Range: ±400 mV
-Analog Supply Voltage: 2.7 V to 5.5 V
-Digital I/O Supply Voltage: 1.65 V to 3.6 V
-Right-Leg Drive Amplifier
-AC and DC Lead-Off Detection
-Wilson and Goldberger Terminals
-ALARMB Pin for Interrupt Driven Diagnostics
-Battery Voltage Monitoring
-Built-In Oscillator and Reference
-Flexible Power-Down and Standby Modes
2 Applications
-Portable 1/2/3/5/6/7/8/12-Lead ECG
-Patient Vital Sign Monitoring: Holter, Event, Stress, and Telemedicine
-Automated External Defibrillator
-Sports and Fitness (Heart Rate and ECG)
3 Description
The ADS1293 incorporates all features commonly required in portable, low-power medical, sports, and fitness electrocardiogram (ECG) applications. With high levels of integration and exceptional performance, the ADS1293 enables the creation of scalable medical instrumentation systems at significantly reduced size, power, and overall cost.
The ADS1293 features three high-resolution channels capable of operating up to 25.6 ksps. Each channel can be independently programmed for a specific sample rate and bandwidth allowing users to optimize the configuration for performance and power. All input pins incorporate an EMI filter and can be routed to any channel through a flexible routing switch. Flexible routing also allows independent lead-off detection, right-leg drive, and Wilson/Goldberger reference terminal generation without the need to reconnect leads externally. A fourth channel allows external analog pace detection for applications that do not use digital pace detection.
The ADS1293 incorporates a self-diagnostics alarm system to detect when the system is out of the operating conditions range. Such events are reported to error flags. The overall status of the error flags is available as a signal on a dedicated ALARMB pin.
The device is packaged in a 5 − mm × 5 − mm × 0.8 − mm, 28-pin LLP. Operating temperature ranges from -20°C to 85°C.
4 Application Diagram
ADS1293
Low-Power AFE for Biopotential Measurements
9.2.3 8- or 12-Lead ECG Application
LDC2112, LDC2114 Inductive Touch Solution for Low-Power HMI Button Applications
1Features
-Low Power Consumption:
-One Button: 6μ A at 0.625 SPS
-Two Buttons: 72μ A at 20 SPS
-Configurable Button Scan Rates:
-0.625 SPS to 80 SPS
-Force Level Measurement of Touch Buttons
-Independent Channel Operation:
-Two Channels for LDC2112
-Four Channels for LDC2114
-Integrated Algorithms to Enable:
-Adjustable Force Threshold per Button
-Environmental Shift Compensation
-Simultaneous Button Press Detection
-Supports Independent Operation without MCU
-Robust EMI Performance:
-Allows for CISPR 22 and CISPR 24 Compliance
-Operating Voltage Range: 1.8 V ± 5%
-Temperature Range: -40 °C to +85 °C
-Interface:
-I^2 C
-Dedicated Logic Output per Channel
2Applications
Touch Buttons and Force Level Measurements on Different Materials, Including Metal, Plastic, and Glass for:
-Consumer Electronics:
-Smartphones
-Smart Watches and Other Wearable Devices
-Smart Speakers
-Tablets/PCs
-Virtual Reality Headsets
-Sound Bars
-Industrial Applications:
-Televisions
-Handheld Devices
-Home Appliances
-HMI Panels and Keypads
3 Description
Inductive sensing technology enables touch button design for human machine interface (HMI) on a wide variety of materials such as metal, glass, plastic, and wood, by measuring small deflections of conductive targets. The sensor for an inductive touch system is a coil that can be implemented on a small PCB located behind the panel and protected from the environment. Inductive sensing solution is insensitive to humidity or non-conductive contaminants such as oil and dirt. It is able to automatically correct for any deformation in the conductive targets.
The LDC2112/LDC2114 is a multi-channel low-noise inductance to digital converter with integrated algorithms to implement inductive touch applications. The device employs an innovative LC resonator that offers high rejection of noise and interference. The LDC2112/LDC2114 can reliably detect material deflections of less than 200 nm.
The LDC2112/LDC2114 includes an ultra-low power mode intended for power on/off buttons in battery powered applications.
The LDC2112/LDC2114 is available in a 16-pin DSBGA or TSSOP package. The 0.4 mm pitch DSBGA package has a very small 1.6 × 1.6 mm nominal body size with a maximum height of 0.4 mm. The 0.65 mm pitch TSSOP package has a 5.0 × 4.4 mm nominal body size with a maximum height of 1.2 mm.
Device Information ^((1))
PART NUMBER
PACKAGE
BODY SIZE (NOM)
LDC2112/LDC2114
DSBGA (16)
1.6 mm × 1.6 mm
LDC2112/LDC2114
TSSOP (16)
5.0 mm × 4.4 mm
(1)For all available packages, see the orderable addendum at the end of the data sheet.
Simplified Schematic
6.5 Electrical Characteristics
Over operating temperature range unless otherwise noted. V_(DD) = 1.8 V, T_J = 25^∘C.
PARAMETER
TEST CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNIT
POWER
V_(DD)
Supply voltage
1.71
1.8
1.89
V
I_(DDNP)
Normal power mode supply current (4 channels) ^((1)(2)(3))
4 channels, 40 SPS per channel, 1 ms sampling window per channel, LPWRB = V_(DD)
0.49
mA
I_(DDNP)
Normal power mode supply current (2 channels) ^((1)(2))
2 channels, 40 SPS per channel, 1 ms sampling window per channel, LPWRB = V_(DD)
0.26
mA
I_(DDLP)
Low power mode supply current ^((1)(2))
1 channel, 1.25 SPS per channel, 1 ms sampling window per channel, LPWRB = Ground
9
μA
I_(DDSB)
Standby supply current
No button active (EN = 0 × 00)
5
7
μA
SENSOR
I_(SENSOR, MAX)
Sensor maximum current drive
Registers SENSORn_CONFIG: RPn = 0 (4)
2.5
mA
R_(P, MIN)
Sensor minimum parallel resonant impedance
350
Ω
R_(P, MAX)
Sensor maximum parallel resonant impedance
10
kΩ
f_(SENSOR)
Sensor resonant frequency
1
30
MHz
Q_(SENSOR), MIN
Sensor minimum quality factor
5
Q_(SENSOR, MAX)
Sensor maximum quality factor
30
V_(SENSOR, PP)
Sensor oscillation peak-to-peak voltage
Measured on the INn^((4)) pins with reference to COM.
-Temperature measurement, sensing and control, temperature compensation in industrial and consumer electronics
DESCRIPTION
These thermistors have a negative temperature coefficient. The device consists of a chip with two solid copper tin plated leads. It is grey lacquered and color coded, but not insulated.
PACKAGING
The thermistors are packed in bulk or tape on reel; see code numbers and relevant packaging quantities.
The thermistors are marked with colored bands; see dimensions drawing and "Electrical data and ordering information".
MOUNTING
By soldering in any position.
Not intended for potted applications.
ELECTRICAL DATA AND ORDERING INFORMATION
R_(25)
B_(25/85)-VALUE
UL APPROVED
SAP MATERIAL NUMBER
OLD 12NC CODE
COLOR CODE ^((3))
(Ω)
(K)
(± %)
(Y/N)
NTCLE100E3....B0/T1/T2 ^((2))
2381640 3/4/6.... ^((1))
I
II
III
3.3
2880
3
N
338*B0
*338
Orange
Orange
Gold
4.7
2880
3
N
478*B0
*478
Yellow
Violet
Gold
6.8
2880
3
N
688*B0
*688
Blue
Grey
Gold
10
2990
3
N
109*B0
*109
Brown
Black
Black
15
3041
3
N
159*B0
*159
Brown
Green
Black
22
3136
3
N
229*B0
*229
Red
Red
Black
33
3390
3
Y
339*B0
*339
Orange
Orange
Black
47
3390
3
Y
479*B0
*479
Yellow
Violet
Black
68
3390
3
Y
689*B0
*689
Blue
Grey
Black
100
3560
1.5
Y
101*B0
*101
Brown
Black
Brown
150
3560
1.5
Y
151*B0
*151
Brown
Green
Brown
220
3560
1.5
Y
221*B0
*221
Red
Red
Brown
330
3560
1.5
Y
331*B0
*331
Orange
Orange
Brown
ELECTRICAL DATA AND ORDERING INFORMATION
R_(25)(Ω)
B_(25/85)-VALUE
UL APPROVED
SAP MATERIAL NUMBER
OLD 12NC CODE
COLOR CODE ^((3))
(K)
(± %)
(Y/N)
NTCLE100E3....B0/T1/T2 ^((2))
2381640 3/4/6.... ^((1))
I
II
III
470
3560
1.5
Y
471*B0
*471
Yellow
Violet
Brown
680
3560
1.5
Y
681*B0
*681
Blue
Grey
Brown
1000
3528
0.5
Y
102*B0
*102
Brown
Black
Red
1500
3528
0.5
Y
152*B0
*152
Brown
Green
Red
2000
3528
0.5
Y
202*B0
*202
Red
Black
Red
2200
3977
0.75
Y
222*B0
*222
Red
Red
Red
2700
3977
0.75
Y
272*B0
*272
Red
violet
Red
3300
3977
0.75
Y
332*B0
*332
Orange
Orange
Red
4700
3977
0.75
Y
472*B0
*472
Yellow
Violet
Red
5000
3977
0.75
Y
502*B0
*502
Green
Black
Red
6800
3977
0.75
Y
682*B0
*682
Blue
Grey
Red
10000
3977
0.75
Y
103*B0
*103
Brown
Black
Orange
12000
3740
2
Y
123*B0
*123
Brown
Red
Orange
15000
3740
2
Y
153*B0
*153
Brown
Green
Orange
22000
3740
2
Y
223*B0
*223
Red
Red
Orange
33000
4090
1.5
Y
333*B0
*333
Orange
Orange
Orange
47000
4090
1.5
Y
473*B0
*473
Yellow
Violet
Orange
50000
4190
1.5
Y
503*B0
*503
Green
Black
Orange
68000
4190
1.5
Y
683*B0
*683
Blue
Grey
Orange
100000
4190
1.5
Y
104*B0
*104
Brown
Black
Yellow
150000
4370
2.5
Y
154*B0
*154
Brown
Green
Yellow
220000
4370
2.5
Y
224*B0
*224
Red
Red
Yellow
330000
4570
1.5
N
334*B0
*334
Orange
Orange
Yellow
470000
4570
1.5
N
474*B0
*474
Yellow
Violet
Yellow
Notes
^((1)) Replace * in 12NC by 3 for 5 %, 6 for 3 %, 4 for 2 %
^((2)) Replace * in SAP by J for 5 %, H for 3 %, G for 2 %
(3)For R_(25) ± 2% band IV is red, ± 3% band IV is orange, ± 5% band IV is gold
R_T VALUE AND TOLERANCE
These thermistors have a narrow tolerance on the B-value, the result of which provides a very small tolerance on the nominal resistance value over a wide temperature range. For this reason the usual graphs of R = f(T) are replaced by Resistance Values at Intermediate Temperatures Tables, together with a formula to calculate the characteristics with a high precision.
FORMULAE TO DETERMINE NOMINAL RESISTANCE VALUES
The resistance values at intermediate temperatures, or the operating temperature values, can be calculated using the following interpolation laws (extended "Steinhart and Hart"):
where: A, B, C, D, A_1, B_1, C_1 and D_1 are constant values depending on the material concerned; see table below. R_(ref.) is the resistance value at a reference temperature (in this event 25^∘C, R_(ref.) = R_(25)).
T is the temperature in K.
Formulae numbered and are interchangeable with an error of max. 0.005 °C in the range 25 °C to 125 °C and max. 0.015 °C in the range - 40 °C to + 25 °C.
DETERMINATION OF THE RESISTANCE/TEMPERATURE DEVIATION FROM NOMINAL VALUE
The total resistance deviation is obtained by combining the " R_(25)-tolerance" and the "resistance deviation due to B-tolerance".
When:
X = R_(25)-tolerance; Y = resistance deviation due to B-tolerance; Z = complete resistance deviation,
then: Z = [(1 + X/(100)) × (1 + Y/(100)) − 1] × 100% or Z ≈ X + Y When:
TCR = temperature coefficient ΔT = temperature deviation, then: ΔT = Z/(TCR)
The temperature tolerances are plotted in the graphs on the previous page.
Example: at 0 °C, assume X = 5%, Y = 0.89% and TCR = 5.08%/K (see table ), then:
-2 independent programmable interrupt generators for free-fall and motion detection
-6D/4D orientation detection
-Free-fall detection
-Motion detection
-Embedded temperature sensor
-Embedded self-test
-Embedded 32 levels of 16-bit data output FIFO
-10000g high shock survivability
-ECOPACK ^®, RoHS and "Green" compliant
Applications
-Motion activated functions
-Free-fall detection
-Click/double-click recognition
-Intelligent power saving for handheld devices
-Pedometers
-Display orientation
-Gaming and virtual reality input devices
-Impact recognition and logging
-Vibration monitoring and compensation
Description
The LIS3DH is an ultra-low-power highperformance three-axis linear accelerometer belonging to the "nano" family, with digital I ^2 C/SPI serial interface standard output. The device features ultra-low-power operational modes that allow advanced power saving and smart embedded functions.
The LIS3DH has dynamically user-selectable full scales of ± 2g/ ± 4g/ ± 8g/ ± 16g and is capable of measuring accelerations with output data rates from 1 Hz to 5.3 kHz . The self-test capability allows the user to check the functioning of the sensor in the final application. The device may be configured to generate interrupt signals using two independent inertial wake-up/free-fall events as well as by the position of the device itself.
Thresholds and timing of interrupt generators are programmable by the end user on the fly. The LIS3DH has an integrated 32-level first-in, firstout (FIFO) buffer allowing the user to store data in order to limit intervention by the host processor. The LIS3DH is available in small thin plastic land grid array package (LGA) and is guaranteed to operate over an extended temperature range from − 40^∘C to + 85^∘C.
FS bit set to 00, High-Resolution mode (Table 10), ODR > 1300 Hz
220
μg/√Hz
Vst
Self-test output change ^((5)(6)(7))
FS bit set to 00 X-axis; Normal mode
17
360
LSb
FS bit set to 00 Y-axis; Normal mode
17
360
LSb
FS bit set to 00 Z-axis; Normal mode
17
360
LSb
Top
Operating temperature range
-40
+85
^∘C
1.Typical specifications are not guaranteed.
2.Verified by wafer level test and measurement of initial offset and sensitivity.
3.Typical zero- g level offset value after MSL3 preconditioning.
4.Offset can be eliminated by enabling the built-in high-pass filter.
5.The sign of "Self-test output change" is defined by the ST bits in CTRL_REG4 (23h), for all axes.
6."Self-test output change" is defined as the absolute value of:
OUTPUT[LSb] _((Self test enabled)) - OUTPUT[LSb](Self test disabled). 1LSb = 4mg at 10-bit representation, ± 2 g full scale.
7.After enabling the self-test, correct data is obtained after two samples (low-power mode / normal mode) or after eight samples (high-resolution mode).
DT9 : Communication Bluetooth
Fréquences
Fonctionnement
Bluetooth est une norme de télécommunications permettant l'échange bidirectionnel de données à courte distance en utilisant des ondes radio UHF sur la bande de fréquence de 2,4 GHz.
Les 79 canaux RF du Bluetooth classique (40 en mode BLE) sont numérotés de 0 à 78 et séparés de 1 MHz en commençant par 2402 MHz. Le codage de l'information se fait par sauts de fréquence et la période est de 625μ s, ce qui permet 1600 sauts par seconde.
Les données sont transmises par paquet. Chaque paquet est constitué des informations suivantes :
Transmission des données
Code d'accès 72 bits
En-tête 54 bits
Données 240 bits maxi
Code d'accès
72 bits
Chaque paquet débute par un code d'accès composé du code de canal ou CAC (Chanel Access Code) propre à un « piconet », du code de composant ou DAC (Device Access Code) et du code de recherche ou IAC (Inquiry Access Code) si le maître recherche d'autres équipements Bluetooth du « piconet »
En-tête
54 bits
Ce champ contient dans l'ordre l'adresse de l'esclave (codée sur 3 bits), le type de paquet et des bits de contrôle (erreurs, buffer de réception ...)
Données
240 bits maxi
La taille de la donnée est variable et peut aller jusqu'à 240 bits
Les échanges de données sont régis par les règles suivantes :
-le choix des fréquences se fait selon une séquence pseudo-aléatoire définie par le maître ;
-le maître émet dans les time-slots pairs et l'esclave dans les time-slots impair ;
-les time-slots sont numérotés par le maître de k = 0 jusqu'à k = 2^(27) − 1.
Tous les documents réponses sont à rendre, même non complétés.
DR1
Led
λ
ε_(HbO_2)
ε_(Hb)
Rouge
IR
DR2
Question 58
^1 AO means analog output, S means supply, DIO means digital input/output, DI means digital input, DO means digital output, REF means voltage reference, and AI means analog input.
a. The product is factory calibrated at 2.5 V. The operational power supply range is from 1.71 V to 3.6 V.
Même année, CAPETCAPET sciences industrielles de l'ingénieur externe 2023, épreuve 1, option ingénierie électriqueCAPET · 2023Sujet seul
